圖1 開關電源原理框圖。

　　2 TopswitchⅡ簡介

　　TOPSwitch ？？是POWER 公司生產(chǎn)的高集成的用于開關電源的專用芯片。它將功率開關管與其控制電路集成于一個芯片內(nèi)，并具有自動復位，過熱保護與過流保護等功能，其功能原理圖如圖2 所示。當系統(tǒng)上電時，D 引腳變?yōu)楦唠娢?，?nèi)部電流源開始工作且片內(nèi)開關在0 位，TOPSwitch 給并接在C 引腳的電容C5（見圖2） 充電。當C5 端電壓達到5.7 V 后，自動重起電路關閉，片內(nèi)開關跳到1 位。C5 一方面提供TOPSwitch 內(nèi)部控制電路的電源，使誤差放大器開始工作，另一方面提供一反饋電流以控制開關管的占空比。MOSFET 開關管的驅(qū)動信號由內(nèi)部振蕩電路、保護電路和誤差放大電路共同產(chǎn)生。C5 兩端的電壓愈高，MOSFET 開關管驅(qū)動脈沖的占空比愈小。

　　3 TOPSwitch 芯片的選型

　　在設計開關電源時，首先就要面臨如何選擇合適的開關電源控制芯片。在選擇芯片的時候，要既能滿足要求，又不因為選型造成資源的浪費。下面就介紹利用TopswitchⅡ系列開關電源的功率損耗（ PD ） 與電源效率（η），輸出功率（ Po ） 關系曲線，快速選擇芯片的型號，從而完成寬范圍輸入的通用開關電源的設計。

圖2 TOPSwitch芯片內(nèi)部原理圖。

　　3.1 PD，η， Po 關系曲線

　　寬范圍輸入的交流電壓為85~ 265 V， 在這種條件下，TOP221~ TOP227 系列單片開關電源的P D，η，Po 關系曲線如下，見圖3、圖4。

圖3 寬范圍輸入且輸出為5 V 時PD ，η， Po 關系曲線。

圖4 寬范圍輸入且輸出為12 V 時PD，η， Po 關系曲線。

　　注意，這里假定交流輸入電壓最小值umin= 85 V，最高輸入電壓umax = 265 V.途中的橫坐標代表輸出功率，而15 條虛線均為芯片功耗的等值線。

　　首先確定適用的曲線圖，例如，當u= 85~ 265 V，Uo= + 5 V 時，應該選擇圖3; 當u= 220 V（ 即230 V-230 V× 4.3% ），Uo= + 12 V 時，就應該選擇圖4; 然后在橫坐標上找出欲設計的功率輸出點P o ; 從輸出功率點垂直向上移動，知道選中合適芯片所指的那條曲線。如果不適用，可以繼續(xù)向上查找另一條實線; 然后從等值線（ 虛線） 上讀出芯片的功耗PD，進而還可以求出芯片的結(jié)溫（ Tj ） 以確定散熱片的大小。

　　例如，設計輸出5 V， 30 W 的通用開關電源時，就要選擇圖3.因為通用開關電源輸入交流電壓范圍85~ 265 V.首先從橫坐標上找到Po = 30 W 的輸出功率點，然后垂直上移，與T OP224 的實線相交于一點，由縱坐標上查出該點的η= 71.2%，最后從經(jīng)過這點的那條等值線上，查得PD = 2.5 W.這表明，選擇TOP224 就能輸出30 W 功率，并且預期的電源效率為71.2%，芯片功耗為2.5 W.如果覺得指標效率偏低，還可以繼續(xù)往上查TOP225 的實線。同理，選擇TOP225 也能輸出30 W 的功率，而預期的電源效率可以提高到75%，芯片功耗可以降低1.7 W.然后根據(jù)所得到的PD 值，還可以進而完成散熱片設計。

　　3.2 等效輸出功率的修正

　　PD ，η， Po 關系曲線均對交流輸入電壓的最小值進行了限制，umin = 85 V.如果交流輸入電壓最小值不符合上述的要求，就會直接影響芯片的正確選擇。此時必須從實際的交流輸入電壓u？ min最小值對應的功率P‘o 折算成umin為規(guī)定值時的等效功率Po，才能使用上面的圖。功率修正的方法如下： 選擇使用的特性曲線，然后根據(jù)已知的u’min值查出折算系數(shù)K;將P ‘o折算成umin為規(guī)定值時的等效功率Po，表達公式P o=P’o / K;然后從圖3、圖4 中選用適當?shù)年P系曲線。

圖5 寬范圍輸入時K 與u‘min 的關系。

　　例如設計12 V， 35 W 的通用開關電源，已知umin= 90% × 115 V = 103.5 V.從圖5中查出K =1.15.將P ’o = 3.5 W， K = 1.15帶入P o= P ‘o / K 中，計算出Po= 30.4 W; 再根據(jù)Po 的值，從圖4 中查出選擇的最佳型號是T OP224 芯片，此時η = 81.6%，PD= 2 W.如果選擇了T OP223， 則η 降到73.5%，PD 增加到5 W， 顯然不合適。如果選擇T OP225 型，就會造成資源浪費，因為它比TOP224 的價格要高一些，而且適合輸出40~ 60 W 的更大的功率。

　　4 主要元件參數(shù)計算

　　4.1 變壓器變比的設計

　　開關變壓器的變比與開關變換電路的具體形式有關，正激、半橋變換電路中開關變壓器的變比公式為：

式中，Uin，Uout分別為開關變壓器的輸入和輸出電壓;Nin，Nout 分別為開關變壓器初級和次級線圈的匝數(shù)。

　　當輸入電壓最低時，實際設計時應該按最低輸入電壓代入計算。

　　推挽電路的輸出電壓與輸入電壓之間的關系公式為：

　　Uout= 2DUin/n

　　因此得到關系式：n= 2D Uin / Uout= N 1 / N 2.

　　輸入電壓最低時，占空比D 值最大，這時候仍然能保持設計要求的輸出電壓，所以上式的D 應取最大值，Uin取最小值。

　　4.2 輸入濾波電容的選擇

　　輸入濾波電容器C 的容量與電源效率，輸出功率密切相關，對于寬范圍輸入的開關電源，C 的容量取μF 為單位時，可按比例系數(shù)3μF/ W 來選取。例如當Po= 30 W 時，C= （ 3μF/W）×30 W= 90μF， 以此類推。在固定輸入時，比例系數(shù)變成1μF/W， 上例中的C 就變成30μF.在設計開關電源時還要注意C 的容量誤差要盡量小，以免影響開關電源的性能。當C 的容量過小時，會降低TopswitchⅡ的可用功率。如果把30μF 改成20μF， 則輸出功率會降低15 %; 當C《 20μF 時，會造成可用功率的明顯下降。

　　另外，C 容量的大小還決定直流高壓Ui 的數(shù)值，圖3、圖4 實際上是在Ui= 105 V 的情況下繪制的，這個充分體現(xiàn)了C 對Ui 的影響。

　　4.3 開關管保護電路

　　在開關芯片的漏極D 側(cè)可以利用VDZ 和VD 兩個二極管對高頻變壓器的漏感產(chǎn)生的尖峰電壓進行箝位，可保護μ的D-S 極間不被擊穿。例如VDZ 可以選用瞬態(tài)電壓抑制器P6K200， 其反向擊穿電壓為200 V.VD 采用反向耐壓為600 V 的UF4005 型超快恢復二極管，亦稱阻塞二極管。

　　5 應用電路及其仿真

　　圖6給出了由TOPSwitch 構(gòu)成的反激式電源的原理圖。其工作過程如下： 輸入交流電經(jīng)整流橋BR1 整流后再經(jīng)電容C1 濾波，變?yōu)槊}動的直流電。

　　反激式變壓器與TOPSwitch 將存儲于電容C1 的能量傳遞給負載。當TOPswitch 開關管導通時，電容C1兩端的電壓加到反激變壓器的原邊，流過原邊繞組的電流線性增加（ 如若在MOSFET 開關管導通的瞬間變壓器副邊電流不為零，則由于副邊感應電勢反向，二極管D2 截止，副邊電流變?yōu)榱?，然而磁芯?nèi)的能量不能突變，故原邊電流躍變?yōu)楦边呺娏鞯?/ K，K 為變壓器變比），變壓器儲存能量; 當MOSFET 開關管關斷時，電感原邊電流由于沒有回路（ 此時，穩(wěn)壓管VR1的擊穿電壓因高于原變壓器的感應電勢而截止） 而突變?yōu)榱?，變壓器通過副邊續(xù)流，副邊電流為TOPswitch 開關管關斷時原邊電流的K 倍，副邊繞組通過二極管D2 對電容C2 充電，此后，流過變壓器副邊的電流線性下降。二極管D1 與穩(wěn)壓管VR1 并接于變壓器的原邊以吸收由于變壓器原邊的漏感而產(chǎn)生的高壓毛刺。電阻R1、穩(wěn)壓管V R2、光耦U2 與電容C5 構(gòu)成了電壓反饋電路以保證輸出電壓穩(wěn)定。電阻R2 與VR2 構(gòu)成一假負載，以保證當電源空載或輕載時輸出電壓穩(wěn)定。電感L1 與電容C3 構(gòu)成LC 濾波器以防止輸出電壓脈動過大。二極管D3 與電容C4 構(gòu)成一整流電路以提供光耦U2 光電三極管的偏置電壓。電感L2 、電容C6 和C7 用于降低系統(tǒng)的電磁干擾（ EMI） 。

圖6 反激式電源的應用原理圖。

　　圖7分別給出了輸入電壓220 V （ 交流），輸出功率為40 W; 輸入電壓85 V （ 交流），輸出功率為24 W和輸入電壓85 V（ 交流），輸出功率為40 W 時的輸出電壓波形。

圖7 不同電壓輸入條件下的電壓仿真輸出波形

　　6 結(jié)論

　　理論設計和仿真結(jié)果表明，基于topswitch 芯片設計的開關電源，輸出波形較為穩(wěn)定，而且電磁兼容性好，抗干擾能力強，適合小功率開關電源的設計制造。